【摘要/前言】
上接系列上篇，我们初步了解了RF 端点的定义，今天我们将继续讨论其四个关键领域中的前面2个：Via Stubs的影响与正确的接地环尺寸
【评估通孔的影响】
使用通孔转接到内层时，通孔在超出转接的内层之下的部分会产生一个截线(Stub)。频宽目标越高，Stub对性能的影响越大。当Stub长度等于1/4波长的频率时影响最严重(参见公式1)。
虽然f0是影响最显著的频率，但早在这个频率之前，通孔Stub就开始降低通孔转换的性能，因为它为端点增加额外电容。
将通孔Stub的影响降到最低的常用策略是，将大部分的Stub用背钻去掉。在背钻过程中，PCB制造商从连接器端点的另一侧钻掉通孔Stub。但没有一个制造过程是完美的，背钻不能接近讯号端点层，因为担心会破坏通孔和导线之间的接点。因此，在背钻过程中，总会有Stub留下，而剩余的长度也会产生公差。例如，一家PCB制造厂可能会说，剩余的Stub长度可以是8mil±4mil。在这种情况下，背钻的通孔可能会留下4~12mil长的Stub，是相当大的范围。这是一个保守的Stub长度变化，在许多情况下，有可能得到更小的Stub。
为了说明推动最短Stub长度的必要性，请看图3的16条曲线，每一条都对应着0~15mils之间的Stub长度。Stub长度越短，整个频段的回波损耗就越好。
为了更好地观察频宽的影响，回波损耗越过15dB水平(VSWR=1.4)的频率绘制成图4。关于曲线的形状，有两个要点需要注意：
第一，曲线并非线性，较长的Stub长度会导致通孔转换频宽迅速下降；
第二，对于短Stub长度，频宽的减少并不明显。
因此，推动短的Stub和严格的公差，从增加端点工作频宽和电路板上所有端点行为相似的两种角度来看，都提供了明显的好处。
到目前为止，只看了单个Stub的影响。每条内层走线至少有两个Stub，一个在端点端，另一个在设备端。因此，由Stub引入的任何性能下降都将经由走线两端的Stub之间建立的反射放大(图5)。对于图5所示的三种Stub长度中的每一个，在3吋长低损耗走线任一端的两个通孔端点之间反弹的反射回波损耗影响以实线表示，而虚线显示了单个端点的比较性能，在每一种情况下皆明显优于双通孔的情况。
理想情况下，针对通孔Stub的最佳缓解策略是使用完全没有Stub的雷射通孔。然而，如果必须使用背钻通孔，也可以在端点设计中对Stub引入的电容进行有限补偿。在设计补偿结构时，可能很想对最坏情况下的Stub长度进行补偿。然而，如果Stub的公差很大，仍可能导致性能不佳。为理清这点，请看图6。
这里假定6mil Nominal Stub的公差为4mil。端点补偿的设计是为最坏情况10mil的Stub长度提供最佳阻抗匹配。因此，对于10mil的Stub，端点的阻抗在标值的1欧姆(Ω)以内。问题出现在Stub长度在公差另一端(2mil)的通孔中。对于这个Stub的长度，端点看起来相当有感应。请记住，电路板上的每一个Stub不需要长度相同。±4mil的公差可能会导致一些通孔看起来是电感性的，另一些则不是，即使它们是相邻的端点。
【正确的接地环尺寸】
内接地环对端点的性能影响甚大，两个主要因素决定内GND孔环的直径：
—–端点区域的阻抗
图7展示透过将讯号钻孔尺寸视为同轴电缆的中心导体直径，将内部GND环直径视为同轴电缆的屏蔽层直径，可以确定端点区域的阻抗。对于长通孔，可以使用标值的系统阻抗(例如50Ω)作为目标阻抗。然而，短通孔会受到端点与连接器本体末端之间相互作用造成的电容性负载强烈影响。出于这个原因，更高的目标Z0(如70Ω)更好。如此，连接器+端点的平均效应就更接近于50Ω。
—–端点所支援的高阶模态的截止频率
通常，在同轴RF连接器的端点中，只希望传播基础模式，这就是横向电磁模式(TEM)。高于一定频率称为“截止频率”，端点可以支援更高阶模式。当这种情况发生时，能量会在不同的模式之间传播，并由于传播方式不同，讯号很快失真。为了防止这种情况，端点需要特别设计，使截止频率位于想要的频宽之外。图7显示截止频率与GND环的大小和沿通孔传播时的介电常数(εR)成反比。这些数字越高，截止频率就越低，端点工作频宽就越低。当直径(Dv, DGND)以吋为单位时，图7的fcutoff公式提供以GHz为单位的截止频率。
阻抗和截止频率也都与讯号沿孔道传播时看到的介电常数成反比。值得注意的是，这个εR不需要与走线看到的值相匹配。原因是PCB由黏合在一起的层压板组成。层压板是复合材料，由玻璃纤维和树脂组成，有芯板层和预浸层，每层都由玻璃纤维和树脂层组成。由于每层介电性能各异，讯号看到的有效介电常数取决于其行进方向。换句话说，就介电常数而言，PCB各向异性。各向异性越高，通孔介电常数与走线相比差异越大。
为了实现高频宽端点，树脂和玻璃的介电常数应该低且相等，这确保通孔周围尽可能低的介电常数，也确保最高截止频率。图8显示，要达到>90GHz的截止频率，讯号钻孔直径需要<5mil和<3.1mil的介电常数。图中的数值可以作为指导RF端点设计的一个有用的起点。
由图8可以从数学上理解为什么端点的性能在截止频率附近迅速下降。该情况的物理解释，请参考图9。此处端点和周围的GND通孔的物理结构显示在图的左边。通孔的绿色部分(左图通孔的上半部)代表希望讯号能量通过的部分。然而，由于GND通孔是贯通的，它们继续在走线的参考层以下，在讯号参考层以下形成波导结构。为了更直观地了解这一点，在图9右半部分显示了一个概念性的示意图。
图9的右半部分显示连接器将能量发射到端点的同轴部分，讯号能量沿着带状线传播。然而，在布线参考层下面，GND通孔在讯号通孔下方形成圆形波导。在布线参考层下还有几个由平面层和缝合的GND通孔形成的矩形通孔。在走线下方的圆形波导和矩形波导是非TEM结构，这意味着它们不能传播低于fcutoff的能量。
有了这个理解，请看看能量在不同频率下是如何在端点中流动的。图10是低于fcutoff (左半部)和高于fcutoff (右半部)的电场模式。在fcutoff以下，能量保持在带状线层内，讯号通孔下方的圆形波导不能传播能量，这正是原本希望发生的情况。不过，在fcutoff以上，圆形波导现在可以传播能量并从TEM模式中去除沿带状线传播的能量，并将其一部分透过参考层下方的矩形腔发送。这是不希望出现的情况，因为能量会经由平面空腔传播到电路板的其他部分，造成串扰、辐射和其他不良影响。因此，保持在fcutoff以下对于获得高性能、大频宽的端点至关重要。
虽然图10中显示的场图有助于理解导致性能不佳的物理效应，但计算场图的计算量相当大且需要大量时间。有一种更快的方法可以查看端点性能是否因允许传播高阶模式而受到不利影响。图11显示一种称为损耗因子的指标。损耗因子是未到达结构任何埠的能量量度。对于两个埠的结构，例如∣S11∣2+∣S21∣2是流经埠1的总能量。这个能量若非传输至埠2(即∣S21∣2)，就是反射到埠1(即∣S11∣2)。这种情况下，损耗因子是1-(∣S11∣2 + ∣S21∣2)。图11显示在fcutoff以下，能量损失逐渐增加，与铜和电介质损失的能量相对应。然而，在fcutoff以上，损耗因子迅速增加，表示高阶模式正将能量带到结构的其他部分，端点表现不再如预期。
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